让我们面对现实吧：模数转换器 (ADC) 的工作方式不同。他们的模拟输入是对电压输入敏感的设备，这让射频 (RF) 工程师对于如何将 ADC 与模拟输入相匹配而摸不着头脑。

更令人困惑的是，模拟输入接口通常本质上是差分的，并且在内部采样开关以光速打开和关闭时具有随时间变化的输入阻抗。该输入阻抗被认为是 ADC 输入带宽上的真实电阻值，但当绘制在史密斯圆图上时，迹线曲线只是绕来绕去。

在本文中，我将介绍与模拟输入权衡相关的一些细节，以及如何根据模拟输入网络正确推导出 ADC 的满量程范围(以 dBm 为单位)。

一切都与净空高度有关

很久以前，高速 ADC是在支持高达 10-Vpp 满量程电压摆幅的工艺节点上设计的。

它们甚至是单端的。设置 ADC 的基准为您提供了使满量程范围单极或双极的一些灵活性。

如今，工艺节点很小(65 nm 或更小)，ADC 的内部模拟输入前端偏置在 <2 V。这显着降低了裕量，当信号链设计需要与1 或 2 Vpp 满量程范围，其中 RF 停止，ADC 开始。

今天，大多数高速 ADC 采用差分输入。这意味着您只有四分之一的信号摆幅可以环绕共模电压 (VCM) 偏置，或者每个模拟输入处理一半的摆幅。图 1说明了单端与差分信号的特性和定义

图 1：单端与差分模拟输入信号

ADC的模拟输入VCM很重要，需要外部输入网络前端来满足;否则，设备将面临其他性能挑战。

通过对信号摆幅进行差分划分，该接口使您能够在全量程范围内(即 1 或 2 Vpp)保持较高的电压电平;因此，模拟输入的差分特性可实现更小的工艺节点。

全面权衡

一些 ADC 非常灵活，专门使用几个(几千个)串行外设接口 (SPI) 寄存器来改变满量程摆幅。请记住，具有较大满量程范围的设计通常会产生更好的信噪比 (SNR)。但更好的 SNR 性能通常会降低无杂散动态范围 (SFDR) 的谐波性能。

SNR 增加是因为信号摆幅现在可以更大，假设噪声保持不变。相反，较小的满量程范围可实现更好的 SFDR(HD2 和 HD3);但是，SNR 有轻微的牺牲。见图。2和3来理解这些权衡。

图 2：最小满量程值 (430-mVpp) = SFDR 增加

如图2所示，输入满量程范围从默认值 800 mVpp 变为 430 mVpp。这反映了 SFDR 或 HD2 和 HD3 的轻微增加。输入满量程值从默认的 800 mVpp 变为 1.0 Vpp 会导致 SNR 略有增加，如图3 所示。注意图 3与图 2中的 HD2 和 HD3 下降。

图 3：最大满量程值 (1.0-Vpp) = SNR 增加

在任何一种情况下，您都可以通过优化满量程值为您的应用“拨入”最佳交流性能。

其他 SPI 寄存器允许您更改输入阻抗，可能将差分输入上的输入阻抗减半或加倍。这意味着您可以在设计前端时优化“匹配”网络。输入满量程范围的值将再次发生变化。并非所有 ADC 都提供这些功能，但有些提供这些功能，这比更改前端电路以适应不同应用或向前端网络添加额外组件更容易。

全面击穿

让我们通过一个示例来说明在为 ADC 设计高速匹配网络时所涉及的权衡取舍。平衡不平衡转换器和前端网络会给整个信号链增加损耗和额外的噪声系数，因此在设计过程中了解输入驱动的权衡和优化满量程值是相关的。输入驱动定义了在接口网络(在本例中为无源巴伦网络)前以满量程驱动转换器所需的信号量(以 dBm 为单位)。

在示例中，ADC 是德州仪器 (Texas Instruments) 的射频采样 12 位ADC12DJ5200RF，巴伦是 Marki Microwave 的 BAL-0009SMG。前端电阻网络将巴伦的差分输出连接到 ADC 差分输入。参见图 4。

图 4：示例前端网络

接下来让我们做一些计算。如果您手边没有 dBm 计算器，我建议您将最新的图形计算器应用程序下载到您的手机上。

ADC12DJ5200RF 的默认模拟输入满量程范围为 800 mVpp (Vfs)，内部有 100Ω (R ADC ) 差分负载，以 dBm 计算(公式 1)：

P ADC = 10*log((Vfs/2/sqrt(2)) 2 /Radc/1e03) 或 10*log((800m/2/sqrt(2)) 2 /100/1e-3) = -0.97 dBm (1)

由于输入网络是差分的，因此处理数字可能会变得有些困难。但通过使用单端方法，ADC 输入端的满量程电压值为 400 mVpp (Vfs/2) 或 -3.97 dBm。

通过使用如上所述的前端电阻网络，您可以计算分压器以了解实现 400-mVpp (Vfs/2) 满量程值所需的损耗。

R ADC /2 = 50 Ω 和 Rs 形成电阻分压器或 Va = (Vfs/2)*(((R ADC /2)+Rs)/R ADC ) = 0.47 V，这为您提供单端电压输入在卢比和室温。

现在，让我们计算巴伦输出端的单端电压(公式 2)：

Vb = Va*(((((R ADC /2)+Rs)||(Rt/2))+Rs)/(((R ADC /2)+Rs)||(Rt/2))) = 0.57 伏 (2)

您可以将此单端电压设为差分电压或 2*Vb 或 1.13 V = Vdiffbo。巴伦输出的功率表示为公式 3：

Pbo = 10*log((((Vdiffbo/2/sqrt(2)) 2 )/R ADC )/1e-3) = 2.06 dBm (3)

现在是有趣的部分：要么查阅预期巴伦的数据表，要么在最近的四端口矢量网络分析仪上测量巴伦并使用 SDS21。这将产生单端到差分测量并提供正确的巴伦插入损耗。在本例中，测量 BAL-0009SMG 在 1 GHz 时产生 4.2 dB 的损耗。见图。

图 5：Marki Microwave BAL-0009SMG 巴伦的 SDS21 插入损耗图

将巴伦损耗与巴伦输出端的输出功率相加(电阻网络损耗)决定了输入驱动：2.06 + 4.2 或 +6.26 dBm;+6.26 dBm 是将巴伦初级上的模拟输入信号驱动到 ADC 满量程所需的输入幅度。

因此，从上到下的总损耗为 6.26 + 0.97，即 7.26-dBm 损耗。还记得实现满量程值的 P ADC方程(结果为 -0.97 dBm)吗?将该结果也添加回来。

关于噪声系数的快速说明：在设计模拟接收器链时，巴伦和前端网络中的损耗也很重要。在这种情况下，噪声系数添加将是找到的损耗或 6.26 dBm，这是 1.3 Vpp 的值与 800 mVpp 的默认满量程值。这意味着接收器信号链中的额外噪声系数为 20*log(1.3/0.8) = 4.22 dB。

现在，让我们采用不同的方法：在实验室中使用 ADC12DJ5200RF 评估模块对其进行测量。使用信号发生器，拨入输出电平，直到 ADC 非常接近 1 GHz 的满量程值。在这种情况下，输入满量程值为信号发生器读数的 +6.3 dBm。请记住，巴伦变化和电缆/连接器损耗可能会导致一些差异。见图6。

图 6： High Speed Data Converter Pro 快速傅立叶变换图，显示 -0.01 dBFS 的 1 GHz 未过滤中频

结论

在设计模拟接收器前端时，了解 ADC 中的输入驱动和满量程范围权衡至关重要。这里给出的用于分析前端的快速方法应该有助于将权衡保持在范围内。如果您对此分析有任何疑问或反馈，请在下面发表评论。

审核编辑：汤梓红