图一
一.首先大题讲一下电路当中每一个元件的作用：（详细会在设计过程当中讲到）
1.电阻RB2和电阻RB1是确定三极管基极到发射极电压的，也就是说是确定UBE这个静态工作点的，这个比较好理解，就是单纯的利用两个电阻的分压来确定。
2.电阻RC和电阻RE是确定此电路放大倍数的，同时RE上一篇文章也讲过，起到稳定整个电路静态工作点的作用。
3.两个电容这里就不用多说了吧，上一篇文章也讲得很清楚了，原理也非常简单。就是利用电容通交隔直的原理。
4.图片中还有一个电容CE，简单说一下，是用来提高整个电路放大倍数的。这个电容在以下设计过程当中会讲解得更清楚。
二.设计所用到的公式：
所用到的公式，我在纸上手写拍照上传。字写得不好，不要嘲笑哈

图二
三.知识点补充：

图三
A为集电极被放大后的信号
B为基极输入信号
C为发射极测得的信号
这是我用电脑仿真的波形，可以看出，BC两组信号是同相关系，跟A信号是反相关系。
1.集电极输出的信号跟基极输入的信号是反相关系。
2.基极跟发射极信号是同相关系。
3.集电极跟发射极信号是反相关系。
上述三点很重要，分析电路会用得到。上述三点会在下文确定电源电压部分详解。
集电极输出的信号是基极输入后被放大的信号，发射极测得的信号是跟基极一摸一样的信号没有进行放大，所以放大只发生在集电极处。但是发射极信号C比基极信号B的电位看上去低那么一点，这是因为UBE导通后=0.6V原因，发射极电位比基极电位低0.6V，所以图中所看到低的那部分正是UBE的导通电压。
四.设计过程：
1.首先选择合适的三极管：
三极管有NPN和PNP两种类型，这两种到底选择哪一种，就看个人的爱好了。 PNP与NPN三极管区别就是在电路当中电流方向相反，也就是说若果使用PNP三极管就需要把电源正负对调一下。
要确定所选三极管的最大额定值比如，C到E最大允许电压，集电极最大允许电流等。根据设计要求理论计算下是否在规格书范围之内。下图是一张三极管8050的真实图片和规格书，本文章选择8050为放大管，与之类似的还有9014，5401等型号小功率三极管，都可以选用。

图四

图五
现在好多元器件规格介绍都是英文，这是一件让人头疼的一件事情。尤其是对于英语不好的人来说，比如我。。。。。。从规格书中可以看出此三极管集电极跟发射极间电压为20V，完全满足本文的设计要求。图中有一个参数为Hfe字样的代表此三极管的放大倍数，也就是我们所说公式中的β，可以看出有一个最小值跟最大值，是在不同条件下所测得的结果，也可以看出三极管在不同电流电压工作环境下，他的最大放大倍数是受影响的。现在这种小功率三极管的放大倍数一般都很高，几百倍左右，对大部分设计来讲是性能过剩的。此值表示这个三极管所能达到的最大放大倍数，在此范围内内可以通过电阻组合任意设置想要的放大倍数。本文设计的电路只有5倍放大，与他的极限相比不值一提。
2.首先确定我们要做的这个电路放大多少倍：
具体放大多少倍是要根据电路的设计情况具体而定的，比如电子工程师们在设计电路的时候，需要对某个信号放大多少倍，这个时候就有了一种特定的需求了，简单来说就是有了设计的方向了。显然我们没有一些其他的要求，所以说我们就先规定这个电路按放大5倍来设计。当然10倍也好，20倍也好这都无所谓，自己在做实验的时候也都可以尝试一下。在此先按5倍来算。放大倍数AV按照此公式来计算：
AV＝RC/RE
此公式就是共射放大电路的放大倍数计算公式，只要电路结构是图1的结构，就可以用这个公式来进行计算。
这个公式是在一些书籍资料当中作者们反复推理计算的最终结果。所以我们直接拿来用就好，推理过程我们就不去讲了。这里的放大倍数指的是交流放大倍数。为什么叫交流放大倍数呢？因为我们要放大的信号，也就是说输入信号是以交流形式存在的。
3.接下来我们确定电源电压是多少：
比如我们要放大一个峰值为0.5V的正弦波信号，此电路因为是按照放大5倍来设计的，所以输出电压简单计算一下为2.5V。但是我们做好的放大电路不一定是用来放大这样很标准很完美的信号的，而是用来处理一些很复杂的信号的。比如手机里的音乐是带有声音的电信号，那么他的波形就不是很有规律了，简单来说就是波形一会大一会小，一会又大了，一会又小了，反反复复，存在非常多的不确定性。所以我们按照手机耳机孔输出的音频信号电压来计算。我大概去查了一下手机音频口输出的信号电压大概在0.3V到1V左右，手机音量的高低不同，输出的电压也将会不一样。当信号存在不确定性的时候，通常我们按照信号的最高峰值来计算，也就是说此电路按照1V来计算，也就是说手机音量调到最大的时候电路不会发生失真现象。首先先得明白一个点，如图一电路，输出在集电极电阻下面，也就是输出靠的是C跟E间电压的变动完成信号的放大输出，电路工作在静态时，也就是接输出电容的地方，他的电压就等于电源电压VCC减去RC上的电压，如果接入负载，电容上就会瞬间充电，充电路径是电源VCC，到集电极电阻RC，到电容，到负载，到地。也就是说通电瞬间，电容充电期间是不隔直流的，当充完电之后就可以隔开直流电压了，当然这个充电时间一般很短，不会影响整个电路，也不影响用电容的通交流隔直流来分析电路。
先来看一张图片：

图六
输出电压是从UC取出的，也就是说在静态工作下，集电极电位不为0，也是有静态工作电位的，在通俗一点将，输出电压以UC的静态电压为中心上下浮动。如图A电路，输入信号的变化会导致集电极电流IC变化，变化的电流记作IC1，显然这个IC1肯定是上下浮动的，信号一会大一会小，进一步记作±IC1，那么RC上的电压URC就为：URC=+IC1*RC和URC=-IC1*RC。（-号代表电压减小）
因为UC=VCC-URC，URC变化，那么点UC出电压就变化，这就是输出的电压信号了。图A负载R6的电压UR6就是UC静态电位为中心，UR6=UC±（IC1*RC），通过集电极电阻电压的变化，在UC出取出了放大后的信号。在此举个简单的例子说明刚才解释的一切：
假如UC点电压静态为7V，由于此电路是将1V信号放大5V，所以当信号正半周过来时，迫使基极电位抬高，电路导通加深，IC电流增大，URC就增大，迫使原来URC的电压增加5V，那么根据公式UC=VCC-URC，UC电压就减小5V，所以UC=7V-5V=2V。同理信号负半轴电压进入电路时，迫使基极电位减小，电路导通程度变小，IC就变小，造成URC电压减小5V，根据UC=VCC-URC，UC电压就增大5V，所以UC=7V+5V=12V。从这里分析可以看出来，集电极跟基极波形为什么是反向关系了吧。放大后的波形以7V为中心上下5V变动。图A电路上电即使不工作就有7V的直流电压，会影响后面的电路，或者负载工作。这显然是不行的，所以改为图B电路。加了电容隔开直流电压之后，用示波器测量输出电容之后的波形就是以0V为中心上下5V变动了。
说了这么多就正式开始确定电源电压，信号正半周要放大至5V，负半轴也要放大至5V，为了满足最大输出时不失真，所以取5V*2=10V，但是还有一个发射极电阻也是需要占据一定电压的，取URE=1.2V（文章下面会具体讲到这部分），综合电路各种无法避免的损耗，最终取电源电源电压为15V。
4.确定发射极的静态工作点：
也可以说是确定集电极跟发射极的静态电流。（忽略基极电流，看作IC=IE）具体怎么确定呢，还是离不开厂家的规格书：

图七
此图是8050三极管集电极电流IC跟放大倍数Hfe的关系图，从图中可以看出（以25℃那条线为准），集电极电流在100mA左右为分界线，向左看线条基本是平的，但是大于100mA时，放大倍数开始下降了。所以根据这个图，应该确定IC在100mA以内比较合适。但是还不能这么潦草确定了，继续看规格书：

图八
这是集电极电流IC与频率的关系图，通俗讲就是集电极电流在多大情况下，可以正常的放大多少频率的信号。比如上图当集电极电流IC在30mA时，大约可以正常放大220MHZ以下的信号。本文设计的电路以处理音频信号为主，频率在20KHZ以下，看图中关系曲线，集电极电流IC在2mA时，可以放大的范围为70MHZ左右。跟本文要处理的20KHZ比较简直戳戳有余，简简单单。所以本文选择2mA以下的电流作为集电极电流IC，取1mA。相对应的发射极电流IE也随之确定也等于1mA。在实际做成之后，用万用表测量肯定会有误差，但是基本在1mA附近。为什么说不选择100mA呢？在设计允许范围内，取最小的结果是最好的，因为可以减少整个电路的功耗损失。并不是说电流选取越小越好，具体情况是要根据所处理的电路来决定的。如果匆匆的确定了IC为100mA，电路不仅要承受很大的无用功率，还要面临三极管及有可能在短时间内就会过热的问题，图三可以看出这种三极管的身板并不是很壮实，很娇小，规格书上虽然说电流可以达到几百mA，但是真正流过几百mA的时候发热问题也会随之而来，三极管对温度是很敏感的，过热之后容易发生不稳定的因素工作不正常，即使使用了本文所讲的这种结构，但是过分的过热还是会导致电路极不正常。这种规格三极管就不是用来处理大电流的，电流到达百mA级别会有专门类型的三极管来处理，可以暂且称为功率三极管，那种三极管一般都是可以安装小型散热器的。
5.确定发射极电阻RE与集电极电阻RC：
这个RE电阻的电压很关键，取大了会影响电路正常的放大功能，取小了不能起到稳定电路的作用。那一般取多少合适呢？我在看日本工程师铃木雅臣编写的《晶体管电路设计》一书当中，是这么解释的：为了吸收基极——发射极间的电压VBE随温度的变化，RE的直流电压必须在1V以上，这是因为VBE只有0.6V左右的值，然而它具有-2.5mV/℃温度特性，VBE随温度变化，相对应的集电极电流IC也会变动，发射极电位就变动了的缘故。通俗点说就是取值过小起不到稳定电路静态工作点的作用，所以本文电路取1.2V。（取2V左右是比较好的，但是本文选择的电源为15V，要放大1V的最大输入信号至5倍输出，如果此值取得很大将会发生失真，条件允许可以增大电源电压来解决，这里暂且按照15V来计算。其实很多情况下三极管用来放大的信号很少有1V情况，大部分在零点几V的范围，那就对应的电源电压选择时就可以小很多。）
有了发射极电流跟发射极电阻电压URE，故发射极电阻就可以求出来了：
根据欧姆定律
RE=1.2V/1mA=1.2K
由于是放大5倍的电路，所以根据公式AV=RC/RE：
得到RC=1.2K*5=6K
在这里说明一点，有的时候计算出来的数值不一定有对应的电阻大小，取与之相近的即可。
要计算下选取的电阻是否合适，在15V电压下，两个电阻如图六所示为串联关系，最大可以流过15/（1.2K+6K）约等于2mA电流大于设定的1mA电流，所以可行。
以上计算方法只要电源电压够大，满足放大后的信号最大振幅要求是完全可以的，当我我们在进行设计电路的时候，往往所能使用的电源电压是有限的，在此在讲一个更为稳妥的计算方法。将图六UC静态电压设为中点附近，具体哪个中点看下图：

图九
在15V电源下，也就是设定在8.1V即为中点。8.1V向上有6.9V，向下有6.9V，完全可以正常的输出1V放大5倍的信号5V电压。还留有1.9V的余量，这个余量一定要大于所放大信号的最大电压，本文来讲就是大于1V。也就是说UC在8.1V时可以取出最大的振幅，最大振幅电压为6.9V。下面的1.2V是前面设定的发射极电阻电压，为什么要设定在发射极电位跟电源电压的中点呢？而不是直接电源总电压中点呢？先看图：

图十
这是我在电脑仿真的波形，就是集电极与发射极的波形。看到图中有一个电压为2.18V左右（蓝绿色波形），此电压是发射极波形的最高电压，也就是1V信号进入发射极与发射极原有的1.2V电压叠加形成的，上面讲过发射极跟集电极信号相位相反，这是一会说明问题的关键。若果放大倍数稍微加大，比如放大了6倍甚至更大倍数，那么黄色波形也就是放大后的波形，因为放大倍数大了，以UC静态电位为基础，向下减小电压的部分也就大了，肯定与下面发射极波形发生接触相交。（UC电压问题参考确定电源电压部分）。最终相交的是黄色波形的最低电压顶点与蓝绿色波形最高电压顶点，黄色波形想要继续减小，然而对应的是却蓝绿色波形电压最高点，被信号正半周的1V电压强制为2.18V，最终黄色波形无能为力，黄色波形的电压低于2.18V左右的部分将被消掉。具体看下图：

图十一
根据图九的方法还可以用来更快的确定电源电压，比如我要放大0.5V的信号，放大5倍，该怎么确定电源电压。首先确定发射极电阻电压，这里暂且定为2V。放大5倍，最终输出电压为2.5V，那么中点电压为2V加上2.5V的输出电压加上大于输入电压0.5V的余量，取1V。所以中点电压为5.5V，此电压到发射极电阻电压为5.5V-2V=3.5V，那么到电源电压也应该为5.5V+3.5V=9V，所以取9V电源。
按照此方法重新计算下RC跟RE的取值：
首先确定的是UC=8.1V，那么留给RC的电压URC=15V-8.1V=6.9V。
由于IC=1mA，所以RC=6.9V/1=6.9K。
URE还是取1.2V（因为8.1V是取的URE为1.2V到电源的中间值，在者由于15V电压下处理1V的信号放大5倍输出已经很紧张了，所以不做改变），IE=1mA。
所以RE=1.2K。
计算下放大倍数AU=RC/RE=6.9/1.2=5.75，跟设计要求5倍差不多所以不做更改。不更改还有一个原因，按照上述公式计算的放大倍数与实际放大倍数是稍微偏小的，大家在计算的时候可以稍微将RC取大一点来弥补这个问题。
如果重新计算之后出现RC/RE>5倍或者RC/RE<5倍的时候该怎么解决。如果大于要设计的放大倍数，本文来讲是5倍，需要重新调整URE的电压，重新确定集电极中点电位，重新调整URE的值时要小心，因为过大会引起向下的波形被削掉，过小起不到稳定工作点的作用。如果同时调整了集电极电流IC，那就按照本文方法重新计算各元件取值，这个集电极电流的调整范围是很大的，一般这种放大电路IC最大的也就几十mA，在几mA之内变动最好，也可以取零点几 mA 都是可行的。至于电路基极侧分压电阻，如果从1mA增加值几mA的范围完全是不需要动的，因为三极管本身的放大倍数很大，公式前面也说过，计算下符合远大于条件就好。远大于的条件就是重新计算流入基极的电流跟流过基极侧两个分压电阻的电流进行比较。电阻上的电流大于十几倍计算的基极电流即可。
如果RC/RE小于要设计的放大倍数呢？比如原来要放大5倍，结果计算出来RC=5K，RE=2K，那就将电路做以下修改即可：

图十二
所谓的放大倍数就是交流放大倍数，利用电容通交流隔直流的特点，将2K电阻一分为二，一个用电容短路到地，从交流的来看此电路的放大倍数就变成了5K/1K=5倍。而且发射极的电位还是跟原来一样不发生变化，这就省下了不用重新去计算因为URE改变之后各元件的值。
6.确定基极电阻RB1和RB2：
由于前面讲过基极跟发射极开启电压等于0.5V——0.7V左右，具体多少咱们继续看规格书：

图十三
看图可以知道（以25℃为准）在VBE=0.57V左右便达到了开启电压，但是IC此时只有不到1mA，由于本文设置为1mA，所以VBE取0.6V计算即可。到这里有了发射极电阻电压URE跟VBE，所以URB1=URE+VBE=1.8V，也就是图一UBQ点的电压。有了RB1的电压还不行，还不能确定基极这边两个分压电阻的具体数值。接下来根据公式：IC=β*IB，即可求出IB。看图五，IC=1mA时，β（就是Hfe）约等于300左右，直接取值300。
则IB=1/300=0.003mA。
以前文章讲过IC远大于IB，1mA与0.003mA相比是不是就远大于了。但是重点来了，刚才求出来的IB是电路维持设计要求所需最小电流。从电源过来的电压经过RB2后，出现分支，一部分经过RB1到地，一部分进入三极管。所以如果刚好取0.003mA的话最终进入三极管的电流是不足的。所以流过RB1的电流要足够大，大到什么程度呢？在计算RB1与RB2两个电阻的时候也可以忽略这个0.003mA，现在有两个忽略了，一个相比IC忽略0.003mA也就是IB，流过基极侧电阻的电流也要忽略IB，所以取值大于IB的几十倍以上即可，在此取值1mA，为什么这样取值呢？一来为了好计算，二来这个值只是流过RB1跟RB2电阻的电流并不是进入三极管的电流，三极管只从中吸取0.003mA，三是这个值相比0.003mA，0.003mA是可以忽略了。那为什么不直接取更大的数值呢？因为数值越大相对应的功耗越大，在保证对设计的计算有利，还不影响整体电路时，功耗能小则小。
现在计算RB1的条件都凑齐了
RB1=1.8V/1=1.8K
接下来轮到RB2了：
由于URB1=1.8V，所以URB2=VCC-URB1=15V-1.8V=13.2V。
电流上面说了为1mA，串联电流相同。
则RB2=13.2V/1mA=13.2K
至此所有电阻均已求出。
五.确定输出电容、输入电容、电源去耦电容：
对于放大几千赫兹到几十千赫兹的信号，这两个输入，输出电容一般取值几十uF至百uF即可，在这取10uF。如果需要图十二所示的电容C1，无特殊要求也按照此经验取值即可。电源去耦电容一共两个，一个取值0.1uF（可以用陶瓷片电容），一个取值几十uF至百uF。
最后完整电路如下：

图十四
波形仿真图如下：
黄色为输出波形，蓝绿色为输入波形。

图十五
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
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