摘要    

为获得绝缘栅双极型晶体管( IGBT)在工作过程中准确的功率损耗,基于数学模型及测试,建立了 一种准确计算功率逆变器损耗模型的方法。通过双脉冲测试对影响 IGBT 开关损耗的参数( Eon 、Eoff 和 Erec ) 进 行准确测量,建立了一种通用的功率器件导通损耗和开关损耗模型。在考虑 IGBT 芯片间热偶合影响基础上 提出了一种结温估算数学模型。搭建三相电感结温测试平台,通过结温试验验证了 IGBT 模块损耗模型和结 温预估算型准确性。该损耗模型及结温估算的方法对于提高功率模块可靠性及降低成本具有较大工程实际意义。

0 引言    

随着新能源汽车的大力发展,功率器件的封装 逐渐向大电流、低阻通、小型化方向发展,IGBT 以其 开关频率高、导通压降低等特点被广泛应用在电气 设备电能转换装置中。在混合动力汽车和纯电动汽 车中,IGBT 模块的结温是决定逆变器可靠性的关 键,也直接决定了模块的最大输出功率能力。

本 文 以 Infineon HybridPACK TM 驱 动 模 块 FS820R08A6P2B 为例 ,模块的理论最大集电极 输出电流定义在连续电流有效值 820 A。但数据手册定义最大 Icnom = 450 A,这是在水温 80 ℃ 下定 义的。也就是说,当集电极电流有效值 450 A,其模 块损耗产生的温升使 IGBT 结温达到 175 ℃ ,也就达 到了最大工作结温。结温取决于损耗、水温和散热, 即当损耗、水温更低,散热更理想时,模块实际可以 短时间输出比标称更大的电流,在电机上产生更大的转矩。IGBT 模块的损耗由 IGBT 芯片和二极管芯 片的通态损耗和开关损耗组成,大功率模块内的引 线电阻造成的损耗也不能忽略,要一并计入模块损 耗。损耗的变化会引起 IGBT 和二极管结温的变 化,当负载电流增加,结温会显著升高。结温超出一 定范围会使 IGBT 绝缘栅失去绝缘能力。加入IGBT交流群，加VX：tuoke08。键合线受到温度应力,经历功率周次后会引起键合线脱焊和 断裂甚至损坏。位于芯片和散热器之间的绝缘陶瓷 基板,由于其热膨胀系数不同,在温度变化下会产生 裂纹,导致模块整体散热效果变差,进而导致 IGBT 超过最高结温失效 。另一方面,在电动机低转速 起动时,由于 IGBT 和反向二极管交替长时间导通, 会产生较大的结温波动,也会使键合线失效。在实 际应用过程中,新能源汽车水温一般在 65 ℃ 左右, 且随散热、损耗变化。为了使电动车输出更高功率, 同时保证其可靠性及安全性,对于 IGBT 模块的最 高结温和结温纹波的正确估算尤为关键 。

要得到 IGBT 的结温,首先要对 IGBT 的损耗进 行计算,然后加入 IGBT 模块实际的热模型,在一定 的散热条件下可以算出结温。IGBT 的损耗分成 两个部分:开关损耗和导通损耗。导通损耗是由负 载电流、IGBT 饱和压降和调制方法决定的 。本 文将对损耗的数值计算方法进行推导,并通过结温 实验与数学模型进行对比。

1 IGBT 损耗模型建立

当 Uge 之间被加上脉冲信号,便对 CGE 开始充 电,VGE 开始上升,上升过程的时间常数由 CGE 和栅 极驱动网路的电阻所决定,一旦 VGE 达到开启电压 VGE(th)后,集电极电流 Ic 则开始上升。开通延迟时 间 t d(on)被定义为从 VGE 上升至阈值电压 VGE(th) 开 始,到 IC 上升至集电极电流的 10%为止。此后,集 电极电流 Ic 持续上升,到 Ic 上升至集电极电流的 90%时,这段时间称为上升时间 t r。开通延迟时间 t d ( on )与上升时间 t r 之和被为开通时间 ton 。在整个 开通时间内,电流逐渐上升,而集电极-发射极之间 的压降仍然十分可观,因此主要的开通损耗产生于 这一时间内。

本文基于数学方法的功率损耗模型并以双脉冲 测试为基础进行功率损耗研究,得出功率损耗与 IGBT 模块自身参数之间的关系,有效且准确性较 高。IGBT 功率损耗主要来自饱和导通状态下电阻 产生的损耗和开关在通断过程中电流和电压变化不 同步引起的损耗。

式中:T0 为输出时间周期;Econd 为导通损耗;Eon 为 开关开通瞬间能量损耗;Eoff 为开关关断瞬间能量 损耗;pav 为模块平均功率损耗;pcond 为导通功率损 耗;psw 为开关功率损耗。

1. 1 IGBT 导通及开关损耗模型 

(1)IGBT 导通损耗 

导通损耗是导通过程中由于饱和压降的存在, 而饱和压降与导通时压降、占空比、开关频率以及结 温有密切关系。

式中:i(t)= isin(ωt)为正弦负载电流;vCE (t)= VCE0 + ri(t)。

(2) IGBT 开关损耗 

为精确获取 IGBT 的开关特性,需要搭建 IGBT 模块的半桥电路进行双脉冲测试,开通时和关断时 能量损失 Eon 和 Eoff 对开关损耗有直接影响,除此之 外,开关损耗还与开关频率有关。开通过程中的能 量损耗定义为在时间跨度为 T0 情况下,集电极电流 从正常值的 10%到集射极电压下降到正常值的 2% 结束。关断过程中的能量损耗定义为 Eoff 对应的时 间,从 Uce 上升到正常值的 10%开始,集电极电流下 降到正常值的 2%结束。

式中:f sw,IGBT 为开关频率;Eon,IGBT ,Eoff,IGBT 分别为开 关开通和关断时的能量损失, 需通过实验测试获 得;T0 为开通到关断时的一个周期。

式中:Inom 为标称电流;Vdc 为直流母线电压;Vnom 为 额定电压;Eon,IGBT(Inom ,Vnom )为额定电流和额定电压 下的开关开通能量损耗;Eoff,IGBT(Inom ,Vnom )为额定电 流和额定电压下的开关关断能量损耗。对于不同应 用场合,开通和关断时的能量损耗是不相同的,根据 不同工况需求,进行双脉冲测试获得。

1. 2 二级管导通及开关损耗

(1)导通损耗模型

式中:T0 为一个开关周期;vCE 为集射极电压;τ( t) 为开通时间。

(2)开关损耗模型

式中: Erec(Inom ,Vnom ) 为二极管反向恢复能量损耗。

1. 3 双脉冲测试

为了准确建立 IGBT 损耗模型,对开关过程中 的通态及断态损耗进行双脉冲测试。如图 1 所示, 测试台架主要由可调直流电源、电容组、电感以及 IGBT 模块及驱动电路组成。第一个脉冲用于建立一个初始电流值,例如数据手册中的额定电流,在零 电流开通条件下,脉冲时长大约 50 μs,需要的负载 空心电感大约 35 μH。第一个脉冲的关断即 IGBT 的关断特性也是二极管的正向导通开启,通过读取 下降沿波形可以查看 IGBT 关断时是否有振荡,是 否存在过高的电压过冲。第一个脉冲的关断到第二 个脉冲的开通之间是由二极管续流构成的,IGBT 只 有无法观测到的漏电流,负载侧有可以观测的电流, 这段时间设得很短,大约 10 μs,所以电流在负载上 消耗的功率很小。可以发现,第二次开通的电流大 致与第一个脉冲关断的电流相等。第二个脉冲上升 沿是 IGBT 在一定电流下的开通,对应的续流二极 管完成反向恢复。第二个脉冲宽度在 10 μs 左右, 以免关断电流超过器件最大关断电流。双脉冲测试 参数如表 1 所示。

IGBT 损耗特性和温度息息相关,因此标定出常 温 25 ℃ 和高温 125 ℃ 时的损耗值作为基础,并在 25 ℃和 125 ℃参数基础上,通过线性化处理,获得 全温度范围的损耗数据。双脉冲测试开关特性如图 2 和表 2 所示。

2 IGBT 结温预估
 

材料的导热性能直接影响 IGBT 的散热能力, 如果已知介质横截面积 A 和厚度 d,就可以得到热 阻 Rth 。如图 3 所示,Tj 为晶元结温,Tf 为液冷系统 冷却液温度。在已知晶元损耗的情况下,由式(9) 可以获得单个 IGBT 和二极管的热阻。

式中:Rth 为热阻;ΔT 是温升;ptot 是系统总体损耗。

IGBT 热网络物理模型如图 4 所示。热阻本身 反应了热传递系数,考虑到热传递时间,引入了 Zth 的概念,增加了电容系数 C,组成为等效 RC 热局部 网络模型(Foster 模型),当芯片产生热量,热流的热 路由热阻和热容组成,Foster 模型模型不用考虑实 际的物理层和材料。将图 4 抽象到如图 5 所示的四 阶 RC 数学模型。

Foster RC 热阻模型中,热传导特性由电阻、电 容的串并联组合来模拟,表达式如下:

式中:热容 Zth( t)是热阻 Ri 对时间的表征,加入虚 拟的 4 阶电容参数 Ci。 

基于图 5 的 IGBT 热网络模型,相关 RC 参数如 表 3 所示(本文提到的 IGBT 模块为 FS820R08xxx 系列)。

结温由四个组成部分:由芯片损耗乘以热阻,模 块对水冷液的热对流,水温, IGBT 和二极管的热 耦合。

由式(11)、式(12)可见,结温主要是发热损耗 和 IGBT / 二极管热容( Zth ) 的乘积,发热损耗包括 ptot,IGBT 和 ptot,Diode 两 部 分, 热 容 包 括 Zth,IGBT 和 Zth,Diode,也需要考虑散热介质特性(横截面积 A,厚 度 d ), 散 热 水 流 温 度 ( Tflow ), 芯 片 热 耦 合 (Zth,Diode,coupling,Zth,IGBT,coupling)的影响。

3 实验验证

结温测试设备由双脉冲发生器、冷却液水泵、三相负载电感、双脉冲发生器及 IGBT 测试模块组成, 如图 6 所示。受测试条件限制,本文采用三相电感 作为结温测试负载。

对于 IGBT 发热而言,重要的参数是电流、电 压、开关频率、功率因数角和调制度。只要选取对标 电机电感的外置电感负载,就能在电机正向运行工 况下,较好地镜像评估 IGBT 的发热。该工况下 IGBT 有最高的发热,是系统保护点设计和软件故障 诊断的触发点。结温测试方法用电感负载模拟,对比经典电机 对拖测试平台,电感实现机械能到电能的转换,不能 模拟电机反拖工况,该工况下 IGBT 和二极管发热 分布会变化较大,因此不能模拟电动车能量回收对 二极管的影响。考虑电动车配有机械刹车,不会完 全使用功率电子最高的电气能量回收能力,因此能 量回收不是最恶劣工况,该测试方法依然有实用的 现实意义。基于直流母线电压 400 V,开关频率 10 kHz,调 制度 0. 9,功率因数 0. 9,测试不同负载电流下的损 耗和结温,结果如表 4 所示。

通过脉冲发生器将脉冲信号加载到栅极驱动器 上。达到稳态时,从测试结果可以看出,芯片的最高 结温出现在出水口处。当功率损耗分别 0. 94 kW、 1. 22 kW、1. 53 kW 和 2. 00 kW 时,测试最高结温分 别为 49. 1 ℃ 、57. 6 ℃ 、66. 7 ℃ 和 76. 7 ℃ ,如图 7 所示。通过双脉冲测试获得的 IGBT 损耗,并根据模 块的封装结构获得模块的总热阻,由式( 11) 和式 (12)计算得到的 IGBT 模块的最高结温与测试获得 的结温进行对比,从图 8 中可以看出,不同损耗对应 的理论值与实验测试值均在 4 ℃ 以内,表明本文的 损耗测试方法与工程实际较为吻合。

4 结语

本文建立了 IGBT 功率损耗理论计算、参数测 试、结温预测及结温实验验证等系统方法,通过双脉 冲测试,对不同负载、驱动参数及环境条件下 IGBT 及二极管开关性能进行测试。基于所获得的损耗并 考虑芯片间热耦合影响,建立了 IGBT 结温预估数 学模型,通过结温实验验证了损耗模型及结温模型 的准确性。本文的损耗模型及结温模型对解决工程 实际问题具有较高的参考价值。

审核编辑：汤梓红