引言

功率放大器在音频功放、发射系统、伺服系统、声纳探测、振动测试等很多领域都得到广泛的应用。传统的功率放大器采用线性放大电路，其效率较低（40％～60％），且体积大，故应用领域受到限制。为了解决传统功率放大器的缺点，开关功率放大器应运而生。

目前国内外在高功率（5kW以上）放大器系统设计中，为了满足功率要求普遍使用IGBT为主的全桥逆变拓扑。相比之下，以MOSFET为功率器件的高功率放大器系统的设计方案只占少数，而且其开发的控制方式不能够很好地解决系统模块间的均流控制，以及电容器中点电位控制等问题。故急需开发出以MOSFET为主的高功率放大器系统，以可靠地提高放大器系统的性能。本文提出了一种适合于高功率放大器系统模块化使用的逆变单元，并详细介绍了单元的拓扑和数字控制原理，实验结果证明了它的良好性能。

1、主电路拓扑

传统的两电平全桥逆变拓扑应用于高功率放大器系统时，由于受到器件耐压的限制，难以使用频率较高的MOSFET，故系统性能无法有效提高。借鉴了已有的研究，我们采用提出的五电平二极管中点钳位逆变拓扑（“Five－Level NPC Inverter”，以下简写为“FNI”）作为基础功率单元。图1所示为FNI电路。

图1　FNI电路

这种FNI结构的基础——NPC逆变拓扑，最早是由Nable等人于1981年提出的。与传统两电平变换器相比，有以下优点：在大功率系统中，将功率器件直接串联使用而无须外加辅助电路；器件耐压极限降至直流侧电压的一半，使器件的选取变得灵活；输出波形中谐波成分相对于两电平变换器大为减少，减轻了滤波环节负担；负载上电压纹波减小，抑止了电磁干扰问题。

2、控制方式的比较与改进

2.1　 已有控制方案的介绍

文献［4］中Lau W H等开发的控制方案的优点在于提高模块输出的等效开关频率，抑止输出谐波；缺点在于系统的输入信号在经过PWM调制后，仍不能作为驱动信号使用，还须继续进行较繁琐的计算，故不能很好地使用于现有的数字信号处理芯片。

2.2　改进的控制方案的原理

改进后的控制方式首先将载波频率提高一倍至2fC，并调整其偏置后，再进行PWM比较，如图2所示调制后的信号即为驱动信号。而且控制左右桥臂（Leg1、Leg2）的载波相位相同，没有文献控制方式所要求的相位差，其好处在于避免系统在调整开关频率的同时还需要调整相位差，同时有利于系统调节直流侧电容的中点电位。

图2　改进的控制方案的原理

比较图2和文献［4］可以发现，开关管的驱动信号是相同的，所以输出波形也一定是相同的。改进后的控制策略能够便捷地应用到数字信号处理芯片中，同时保留文献［4］控制方式的优点。例如在DSP（TMS320LF2407）芯片上PWM的调制可以通过专职的事件管理模块EVA及EVB直接完成，这样大大降低了控制方式的实现难度。

改进后的控制策略也有不足之处，就是也没有提供解决直流侧电容的中点电位不平衡问题的方案。根据实验结果可以发现，由于电路元件的固有电阻特性不对称所造成的电容中点电位的静态误差不能被忽略。图9（f）为直流侧电源为400V时中点电位的情况，可以发现有13.2V的静态误差。

2.3　中点电位不平衡的危害与解决方案

文献［1］分析了系统直流侧中点电位漂移对输出THD的影响，如图3所示。图3中的k值：，代表了中点的失衡程度。在其他工业用途中，由于对输出波形畸变要求不高，中点的适当漂移是允许的。但是，在诸如功率放大器系统等对输出波形质量要求较高的应用中，中点不平衡可以成为输出畸变的重要原因之一。为了克服中点不平衡带来的输出波形质量下降，我们在改进的控制方式中加入中点平衡控制，程序流程图如图4所示，中点平衡控制方案框图如图5所示。中点平衡控制原理为，每个开关周期开始时首先对直流侧电容电压采样得到VC1和VC2（见图1），然后对VC1和VC2的差值做PI运算。如果PI运算的结果为正，则和POSREF（系统能够容忍的VC1超过VC2的最大值）比较，如果发现比较器的输出为正，即意味着中点的漂移情况较为严重。进而检测参考信号VS的幅值，如果VS的幅值为负时（表现为当0和VS的幅值通过比较器后，输出为正），则将载波频率提高为2fc；反之，如果电压差值PI运算的结果小于NEGREF，且参考信号Vs幅值为正，则将载波频率提高为2fc；其他情况下，载波频率维持fc不变。图5中Switch模块的功能是，如果模块左面中间脚的输入信号为正，则模块的右面输出同模块左面最下脚输入信号一致；如果模块左面中间脚的输入信号为零，则模块的右面输出同模块左面最上脚输入信号一致。

图3　 中点电位不平衡对输出THD的影响

图4　程序流程图

图5　中点平衡控制方案框图

载波频率确定后，将VS函数值加载至DSP芯片事件管理器模块中的比较单元，准备同载波进行PWM调制。加载完成后即进行中断复位。

这种中点控制方式的本质是通过调节载波的频率来改变中点电流的流向。通过比较载波频率加倍前后中点电流流向的仿真，我们可以得知：如果以参考信号VS的频率fs为参考，载波频率加倍前，中点电流ineu的流向每周期内交替变化（见图6），变换的频率为2fc；载波频率加倍后，中点电流ineu的流向每周期内只改变一次（见图7），即变换的频率为2fs。又因为后者中点电流的流向同参考信号VS的幅值有关，所以在决定是否将载波频率加倍前，需要检测VS幅值的正负。

图6　 载波频率加倍前中点电流流向的仿真

图7　 载波频率加倍后中点电流流向的仿真

图8 载波倍频控制方案的原理

比较图8和图2可知，当载波频率加倍时，输出波形同原来一致。在DSP（TMS320LF2407）芯片中，载波频率只有在载波的幅值为0时才能改变；故载波无相位差可以使控制左右桥臂的载波频率同时变化而对输出波形无任何影响。

3、实验验证与结果

本文设计了一个单模块多电平电路的实验模型，其具体的电路参数及规格如下：

输出满载功率　　1kW；

输出频率　　2kHz；

直流侧输入电压　　400V；

基础开关频率　　100kHz。

开关管驱动信号由DSP提供，驱动信号的PWM调制产生均在DSP内部完成。图9和图10分别为采用中点平衡控制前后的输出波形和中点电位比较。

如图9（e）和图9（f）所示，采用中点平衡控制后，直流侧电容电压静态误差3.2V；采用中点平衡控制前，直流侧电容电压静态误差13.2V。

（a）输出波形

（b）输出波形局部放大

（c）中点电位波形

图9　 采用中点平衡控制前的波形

（a）输出波形

（b）输出波形局部放大

（c）中点电位波形

图10　采用中点平衡控制后的波形

4、结语

本文分析了开关功率放大器的拓扑和数字控 制方案。在控制方案设计中，介绍了一种适合五电平二极管中点钳位逆变拓扑的PWM控制技术，它能提高输出的等效开关频率并降低直流侧中点电位的漂移，提高系统输出波形质量。

文中的FNI功率模块可以采用交错并列的方式提高系统的总功率和输出波形的电平数，这样既达到了扩展系统功率等级的要求，又可以降低系统的输出畸变。

当然还有很多问题需要解决，比如多电平逆变电路的死区补偿问题，以及多模块间的均流问题等，这些都将作为下一步研究工作的重点。

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